OTL s 6AS7

 6AS7 mám doma už asi 20 let, ale prakticky použitelný zesilovač jsem s ní zatím nepostavil. Poslední elkový zesilovač jsem stavěl asi před 10 lety a po měničové technice, kterou se zabývám každý den mi začaly konstrukce s elkami chybět. Tak jsem začal postupně shánět díly. Kde jsou ty doby, co se pro 6AS7 dalo zajít do Prahy do GESu. Musel jsem sehnat druhou, protože jsem měl jen jednu, pak síťové trafo a kondenzátory z 60. let. To formování kondenzátorů po večerech mi vážně chybělo.

Cílem konstrukce bylo postavit výkonnější OTL než ten s EL34 a zároveň s vyšší účinností (menším žhavícím příkonem). Původně jsem chtěl stavět tzv. circlotron, který má výhodu, že nepotřebuje zvlášť žhavící vinutí pro horní elku. Vím, že 6AS7 je pro tu topologii vhodná, už jsem ji tak provizorně zkoušel a byl překvapený. Nicméně bez trafa s několikanásobným anodovým vinutím má stejně horší účinnost než push-pull.

Finální konstrukce je push-pull s pevným předpětím jako známý Futtermannův OTL, ale s výstupními kondenzátory abych se nemusel starat o přesné nastavení offsetu výstupu. Jako budící elku i invertor jsem zvolil oktalové dvojité triody 6SL7. Do invertoru by se lépe hodila 6SN7, která má menší strmost, větší proud ale také dvojnásobný žhavící příkon.

 

Schema:

Hodnoty některých součástek jsou ovlivněny tím, co jsem našel, běžná řada hodnot vyhoví. Odpory R20 a R21 nutno vyměřit na nízkou toleranci aby měly oba kanály shodné zesílení.

Koncové triody potřebují poměrně velké záporné předpětí, které je už nehospodárné vytápět na katodových odporech. Záporné předpětí dolních je usměrněné z odbočky transformátoru, horní mají dělič mezí výstupem a zemí. Výhodou děliče R5, R7 je, že elky samy nastaví polovinu napětí na výstupu i při rozdílném klidovém proudu.

Invertor s dělenou zátěží má horní odpor podložený výstupní střídavou složkou přes C2 (bootstrap). (Protože však je výstupní rozkmit malý vhledem k napájecímu napětí, R2, C2 lze i vynechat) Pracovní bod invertoru je nastaven R16. Protože jsem neměl správnou hodnotu R17, tak aby vyšel R4 = R16+R17, tak jsem musel dát přes R16 kondenzátor. Invertor pak může mít pracovní odpory shodné.

Do katody vstupní elky je zavedena zpětná vazba z výstupu nastavená na zisk 10. Odpory je potřeba osadit s nízkou tolerancí, případně vyměřit z většího množsví stejné, aby měly oba kanály stejné zesílení. Úpravou poměru je možno zesílení změnit. Výhodou zpětné vazby je kompenzace nedostatečné kapacity výstupního kondenzátoru, který by na nízkých frekvencích nemusel stačit.

Na mřížku vstupní elky jsem zadrátoval známý "loudness control" na který jsem zvyklý ze zesilovače s EBL21. Díky zpětné vazbě je zajištěno, že oba zesilovače budou mít loudness nastavený shodně bez ohledu na úplně odlišné zapojení.

Trafa jsem obvykle navíjel, ale tentokrát jsem se rozhodl vyzkoušet koupené hotové. Příjemně překvapilo nízkým magnetizačním proudem naprázdno (30mA) a přesným napětím žhavení bez ohledu na zatížení trafa.

Pracovní body jsem nastavoval podle charakteristik elek. U 6SL7 seděly přesně, u 6AS7 moje stará elka dává v zapojení poloviční klidový proud než nově koupená. Klidový proud se samozřejmě dá doladit změnou předpětí.

6AS7 má v katalogu doporučeno nepoužívat pevné předpětí. Proti přetížení při poruše zdroje předpětí nebo děličů jsou chráněny pojistkou mezi kondenzátory a koncovým stupněm. Odpory 1Ohm pod katodami slouží vlastně jen pro kontrolu klidového proudu, úbytek napětí jsem vyvedl na izolované šroubky patic, aby se dal kontrolovat snadno bez rozebrání.

Obrázky:

 

Literatura:

Inspirace pro schema: https://www.seventransistorlabs.com/tmoranwms/Circuits/6AS7_Futterman_OTL.gif

Loudness control: https://www.belza.cz/audio/lpots.htm

Charakteristiky: https://frank.pocnet.net/sheets/093/6/6AS7GA.pdf https://frank.pocnet.net/sheets/049/6/6SL7GT.pdf

Nezávislý vytěžovač přímo na panelech

 Jedná se algoritmus umožňující chod střídače připojeného přímo na panelech paralelně s nabíječem. Měnič vznikl postupným rozšiřováním systému a potřeby vytěžování poměrně velkého výkonu v porovnáním s tím, který teče přes baterky. Přišlo mi škoda zatěžovat běžný sinusový střídač výkonem tepelných spotřebičů, zejména když se jedná o 48V systém, kde všechen výkon teče přes baterie. Tedy když je zvlášť střídač a zvlášť nabíječ.

Ráno měnič startuje s referenčním napětím vyšším než mají panely, napětí na nich si řídí nabíječ svým MPPT. Při dosažení žádaného napětí baterek (CV režim) reguluje nabíječ tak, že napětí na panelech nechá vzrůst. Díky VA charakteristice pak panely dávají menší výkon.

Vytěžovací měnič tedy může tento výkon využít. Když napětí panelů přeleze aktuální referenční napětí,  začne zvyšovat střídu tak, aby napětí udržel. Zároveň spustí svůj MPPT, který převezme řízení napětí panelů a začne ho snižovat zpět tak, aby panely dávaly větší výkon.

Pokud MPPT vezme výkonu příliš, nabíječ zjistí, že už není v CV režimu a začne hledat nový MPP. Shora je charakteristika blokovaná naším měničem, tak mu nezbyde než jít s napětím dolů.

Pokles napětí detekuje algoritmus tak, že napětí panelu je najednou menší než referenční, tedy mu někdo vzal výkon. V tom případě svoje referenční napětí naopak ještě zvýší a přenechá tak větší část výkonu panelů nabíječi.

Pokud nabíječi stačí jen část výkonu, napětí panelů se ustálí a řídí ho opět MPPT.

Když nabíječ potřebuje celý výkon panelů, tak algoritmus po 5V krocích vystoupá až nad rozsah, který využívá nabíječ.

V grafu je příklad funkce předávání výkonu vytvořený z dat uložených za chodu měniče. Modrá křivka je referenční napětí MPPT, tedy žádaná hodnota regulátoru napětí panelů vytěžovacího měniče, červená je skutečné napětí na panelech. Pokud nabíječ odebírá jen malý výkon, tak napětí určuje právě MPPT našeho měniče. Pokud nabíječ potřebuje větší výkon, začne také hledat, algoritmus odskočí referečním napětím nahoru a na charakteristice panelů tak zbyde větší výkon pro nabíječ.

Na konci při zapnutí 2kW žhavení v pračce panely tolik nedaly, takže nabíječ převzal řízení úplně.

Aby nedošlo k rozkmitání systému se dvěma MPPT algoritmy ve dvou různých zařízeních na společných panelech musí jeden z algoritmů být pomalejší. V tomhle případě nabíječ obsahuje velmi rychlý hledací algoritmus, náš měnič je naopak pomalý, 0,1 V/s.

Maximální napětí panelů při odlehčení závisí na teplotě, může se tedy stát, že algoritmus odskáče s referenčním napětím tak vysoko, že ho panely už v další části dne, zejména v létě, nedosáhnou. Kvůli tomu se reference při nulovém výkonu pomalu snižuje, např. 5 V za 10 minut.

Výsledkem je, že oba MPPT si v průběhu dne vzájemně "olizují" svoje referenční napětí, ale rozhodovací algoritmus dává přednost nabíječi.

Základní výhodou algoritmu je, že nepotřebuje žádnou komunikaci s nabíječem, komunikují spolu jen přes VA charakteristiku panelů.

 

Schema je podobné jako v předchozí verzi měniče pro bojler, jen jsem se tentokrát rozhodl použít výkonnější tranzistory v ISOTOP pouzdru. Výstupy driverů jsou posíleny bipolárními PNP tranzistory s velmi nízkým ekvivalentním odporem v saturaci. Nakonec se ukázalo, že horní NPN potřeba nejsou, naopak je výhodnější nabíjet přes větší odpor gate.

Elektronkový expander s ECH81

Zhruba před dvěma lety jsem si říkal, že ještě postavím něco s elkama. O expander jsem se snažil už dříve, ale dlouho mi trvalo pochopit pracovní bod heptody.

Díky tomu, že změnou předpětí se změní i celkový proud elky, tak expander prakticky nejde realizovat s katodovým odporem. Navíc triody mají společnou katodu s heptodami. Předěláním zapojení na pevné mřížkové předpětí začalo zapojení konečně fungovat.

Heptoda se zapojí jako pentoda, vstupní signál na g1, výstupní z anody. Mřížka g2 je zapojena na kladný potenciál jako u běžné pentody. Za ní následuje druhá řídící mřížka g3, tu použijeme k regulaci zesílení, ta má svoji stínící mřížku g4 a nakonec následuje g5 spojená s katodou.

Regulací předpětí na g3 měmíme zesílení stupně v dostatečně velkém rozsahu bez zkreslení. Nutností je akorát oddělení stejnosměrné složky, protože změnou napětí na g3 se částečně posouvá pracovní bod a tím úbytek na anodovém odporu.

Schema:

Zbývající dvě triody z ECH81 můžeme použít jako zesilovač a detektor pro získání stejnosměrného řídícího napětí. První stupeň zesiluje sloučený signál R+L za potenciometrem citlivosti. Druhá trioda pracuje jako mřížkový detektor, to znamená, že mřížka je použita jako dioda proti katodě. C3 se pak nabíjí na amplitudu zesíleného napětí. Na první pohled se může zdát, že mřížka bude přetížená, ale trioda v ECH81 byla na tohle přesně určená, dokonce je uvnitř vidět sada závitů mřížky navíc, které zřejmě tvoří tu diodu navíc. Výstup z anody je potom inverzí stejnosměrného potenciálu nabitého na C3. Máme tedy na výběr dva signály, první s amplitudou vstupu klesá a druhý roste, můžeme využít oba pomocí přepínače kompresor/expander.

Dále následuje potenciometr a kapacita, které nastavují časovou konstantu odezvy expanderu/kompresoru.

Zdroj zde není zakreslen, při ladění jsem používal malý flyback s 6,3V a 150V výstupem, nakonec jsem tam zamontoval malé síťové trafo a diodový usměrňovač. Mřížkové předpětí je získáno usměrněním a dobrým vyhlazením CRC členem ze žhavícího napětí.

Ve finále jsem tam chtěl doplnit malé 2x přepínací relé, které při vypnutém napájení přemostí vstup na výstup, aby zařízení mohlo být trvale umístěno v cestě signálu.

Ladění na destičce s paticemi a flyback zrojem

Zapojení je spíše tak na hraní a pro inspiraci co se dá se dvěma heptodami realizovat. Funkce expanderu se dá ocenit samozřejmě jen pečlivým nastavením a jen na některé hudbě. Kompresor se může hodit, při běžném poslechu u PC k vymazávání hlasitých zvuků, kterých by se člověk lekl.

Zajímavým vylepšením obvodu by mohlo být získání řídícího napětí ze sofistikovanějšího obvodu, protože heptodový "regulátor hlasitosti" funguje velmi dobře. Jeho možnosti směrem dolů omezuje jen brum síťového zdroje a zdroje mřížkového předpětí, které je třeba dobře filtrovat, jinak lze stupeň záporným předpětím na g3 prakticky úplně zavřít.

Literatura:

Rca Receiving Tube Manual: expander/mixer

MPPT pro 12V s STM32

 Nejstarší 12V systém je stále v provozu pro svícení na stole, radio a jiné drobnosti, ale v zimě výkon nikdy nestačil. Osadil jsem nové LED pásky, které mají při stejné svítivosti 1/4 příkonu, ale pořád mi přišlo, že přicházím o výkon. Starší MPPT s atmegou měl přecijen velkou vlastní spotřebu, tak jsem si řekl, že zkusím postavit úspornější a menší.

Vznikl miniaturní měnič, který se vejde do krabičky dvou din modulů.

Parametry 

Vstupní napětí max 30 V

Vstupní proud max 2 A

Výstupní napětí max 15 V

Klidová spotřeba 120 mW

Spínací frekvence 64 kHz

Schema:

Hlavní snižující měnič s T3, D3 a L2 reguluje napětí panelů podle žádaného MPPT algoritmem, případně omezuje napětí baterky, když je nabitá. V noci se výstup měniče od baterie odpojí pomocí T4. Tím se vypne i napájení MCU, ráno pak MCU znovu startuje když napětí na panelech přesáhne asi 8,5V.

Ranní start funguje tak, že se přes R18 a R2 otevře hlavní a následně pomocný měnič, který vytoří napětí pro MCU. Když nastartuje, sepne ihned T4 a začne spínat hlavní i pomocný měnič. Pomocný měnič má střídu vypočtenou z napětí baterie tak, aby napětí na jeho výsupu bylo asi 5V, lineární stabilizátor na 3,3V má potom menší ztráty.

Napětí z bočníku je zesíleno pomocí IC2, aby měl MPPT algoritmus dostatečné rozlišení vstupních hodnot. Bočník je zbytečně velké hodnoty, pro větší výkon panelů je vhodnější menší.

Hlavní i pomocný měnič beží na 64kHz, aby stačily malé tlumivky. I přes to samotná silovka bere jen 50mW na na ztráty, zbytek klidové spotřeby odebírá MCU. Zapojení obsahuje ochrannu proti přebíjení baterie v podobě IC3, který zablokuje spínání tranzistoru při výstupním napětí 15V, např. když MCU nenastartuje, měnič zůstane běžet v lineárním režimu.

Komunikační RS232 je oddělena optočleny v primitivním zapojení, pro napájení ze strany PC je třeba nahodit signál RTS nebo DTR podle toho, který vodič se použije. (sériové myši bývaly napájené pomocí DTR)

Teď není moc hezké počasí, ale přece to něco vyrábí a zatím na svícení stačí. Panely jsou 2x6Wp sklon 90° jeden na JV a druhý na JZ (montáž na stěnách větracího komínku)

Pro srovnání panely vyrobily 27Wh za polojasného dne 8.11.2022, což je 2,25h instalovaných Wp, stejný den systém s panely vodorovně vyrobil 1,61h a systém se sklonem 30° na JZ vyrobil 3,25h instalovaných Wp.

Funkci MPPT algoritmu můžeme zkontrolovat pomocí zobrazení napětí na výkonu v průběhu dne. Měl by být vidět stabilní trend, ne rozsypané body po celém grafu. Případně je vhodné upravit délku a výsku kroku MPPT (tedy periodu hledání a velikost změny žádaného napětí panelů v každém kroku).

Zapojení v provozu dva týdny, čekám na nějaký hezký den, kdy bude vidět čistý průběh výkonu z panelů v průběhu celého dne. Nicméně na zimu to vypadá, že panely svisle vyhovují.

Geiger V2

 Po deseti letech opět Geiger a opět trochu jinak. První motivací bylo přijít na to, proč mi před lety odešla trubice STS6, Geiger zmenšit a snížit spotřebu s novými znalostmi o spínaných zdrojích.

Minule jsem se zabýval měřením pozadí, ale vyhodnocování z mechanického počítadla bylo obtížné, rozhodl jsem se tedy tam v minimálním zapojení doplnit procesor a segmentovku pro zobrazování.

Zapojení je rozděleno na dva samostatné celky. Přepínačem se zapne buď samotný zdroj napětí 380 V pro trubici s detektorem v podobě ledky a reproduktoru, a nebo celé zařízení včetně vyhodnocování s procesorem. Tím se zároveň šetří baterie, protože displej, aby nějak svítil i ve dne potřebuje nakonec víc proudu, než VN zdroj pro trubici.

 

VN zdroj je samokmitající flyback pracující při velké střídě. Vinutí se vešlo na kostru trafa EE16 drátem 0,15mm. Experimentálně má nejmenší klidovou spotřebu úplně bez mezery. Kvůli spotřebě trafo napájí jen trubici, detekční obvod je napájen přímo z baterie. Zpětná vazba se zenerkami drží napětí na 380V, zdroj jede v přerušovaném režimu, ale nepříjemné pískání spolehivě odstraní slepení jádra epoxidem.

Trubice STS6 má podle přiložené dokumentace pracovat se zatěžovacím odporem 5-10M a do malé kapacity pod 40pF. Pokud je trubice přímo na desce parazitní kapacity jsou malé, ale když je trubice mimo měřič na koaxu, je potřeba přímo ke kladnému pólu trubice přidat další 5M odpor do serie. V minulé verzi jsem měl trubici připojenou silikonovým VN koaxem ze zapalování kotlů, který mi na to přišel vhodný, jenže má 300pF/m kapacitu. Zřejmě proto mi minulá trubice odešla, spínala o řád vyšší kapacitu.

Měřící obvod je pro zajímanost složen ze starších polovodičů, zobrazovací obvod s displejem naopak minimalisticky s MCU, který byl zrovna v zásobách po ruce (lze přímo nahradit např. STM32F030). 

Nabíjecí stabilizátor je zbytečný, ale říkal jsem si, že by se mohl někdy hodit např. pro dlouhodobé měření pozadí spolu s opticky oddělenou RS232.

SW jsem zatím udělal jenom tak, jak to znám, jako observer pro otáčkové čidlo, kdy zobrazená hodnota je podobně jako u otáček také počet pulzů za čas.

Nová trubice (z prosince 1958) přišla i v původní krabičce s hezkou kresbou, samozřejmě hned fungovala.

Nevím kdy jsem naposledy dělal desky doma, asi dva roky zpátky.

Ale šlo to kupodivu. Deska je navržená přímo do krabičky, jen jsem se nemohl rozhodnout na kterou stranu ji přidělám, takže jsou tam dvojí otvory pro šrouby.

Osazená deska, zelený displej svítil i přes velkou spotřebu málo, nakonec jsem sehnal jiný.

27.8.2022 Zjistil jsem, že při vyšší teplotě se po pár minutách provozu ohřeje zpětnovazební tranzistor zdroje, nebo zenerky a zdroj sníží napětí pod mez kdy trubice spíná. Přidáním původně vynechaného R27, zatěžovacího odporu zenerek zdroj začal fungovat. (za cenu, že odpor zvedne spotřebu z baterek o cca 2mA)