Kvazikomplementární zesilovač s germaniovými tranzistory II.

Po roce jsem opět nasázel do kontaktního pole 13 germaniových tranzistorů a znovu začal ladit kompletně symetrické zapojení, téměř stejné, jak v předchozí variantě.

Zvolil jsem jiné z mnoha dříve používaných drobně rozdílných zapojení kvazikomplementárního řízení, které se chová poněkud lépe než původní. Bočník 0,56R se u dolního tranzistoru sice přesunul do kolektoru, ale teplotní stabilizace zůstala zachována, protože je teď vlastně v emitoru budícího tranzistoru, který při vzrůstu úbytku přivírá bázi obdobným způsobem.

Koncepce má jedinou vadu. Při osazení libovolných tranzistorů se nedá očekávat, že zapojení byť správně zapojené bude fungovat napoprvé. Je to spíš loterie, jestli bude na výstupu kladné nebo záporné napětí řádu stovek mV místo toho, aby tam byla nula. Problémem jsou tranzistory v diferenciálních zesilovačích, resp párování NPN větve vůči PNP větvi. Některé tranzistory (mnoho) vykazuje příliš velký svodový proud Ice, který rozlaďuje diferenciální zesilovače a zpětná vazba už není schopna nastavit výstup přesně na nulu (úbytky na vazebních odporech vstupů do dif. zesilovačů) Svodový Ice, resp. Iceo se měří s bází spojenou s emitorem. (Rbe=0) V katalogu je uveden maximální povolený pro dané napětí Uce, což však v klasickém katalogu bylo pouze 6V. Dá se ale rychle změřit a vyřadit tak nevhodné tranzistory. (Např. se kolektor zapojí přes odpor na napájení, emitor spolu s bází na opačný pól a měří se úbytek na odporu v kolektoru, např 47K při 16V. Tranzistory stejného typu ho mají podobný, dá se tak i částečně zařadit neznámý tranzistor do typové řady, tranzistor stejného typu s např 2x větším Iceo než průměr ostatních už není do diferenciálního zesilovače vhodný a způsobil by nenulové napětí na výstupu.) Ovšem bezpečně nejspolehlivější je zapojení odzkoušet na nepájivém poli, tranzistory očíslovat a pak je teprve osadit do finálního zapojení.

Nakonec ale i po zdlouhavém hledání, kdy zapojení konečně funguje se může stát, že po např. hodině od zapnutí se na výstupu opět objeví DC napětí. Podle toho, jestli kladné nebo záporné, přiložíte prst na npn nebo pnp dvojici v dif. zes. a napětí pomalu zmizí, případně začne narůstat v opačné polaritě. Ge tranzistory jsou prostě příliš citlivé na změnu teploty. Extrémním řešením by bylo celou čtveřici dif. zes. tepelně spojit např. hliníkovým kvádrem s otvory pro jednotlivé tranzistory. Je ale otázka, zda při jiné celkové teplotě by se stejně neprojevila různá teplotní závislost různých tranzistorů.

Schema

(inspirace: http://www.federmann.cz/images/stories/Nf/HQQF/504/HQQF-55-504W_4_2_schema.jpg

http://www.electronicstudio.net/au-schem.html )

Zapojení se chová vlastně jako výkonový operační zesilovač. Na kladný vstup se přivádí signál, na záporný zpětná vazba. Trimr R19 určuje zesílení. R13 klidový proud koncových tranzistorů.

T9,12,13 je třeba umístit na společný chladič kvůli teplotní stabilizaci. T10,11 potřebují chladič také.

Tranzistory nemusí být nutně stejné, dají se použít různé typy. Původně jsem se bál použití výkonových 2NU74 ale fungují naprosto bezchybně, dokonce jsou teplotně stabilnější než GD241B, co jsem používal minule.

Koncovému stupni klesá účinnost s přenášenou frekvencí, např při 20kHz sinus, začalo zapojení brát 3A při zátěži 8R, na měkkém zdroji kleslo napětí na +-12V a velká část výkonu se protopila na koncových tranzistorech, které už mají s touto frekvencí potíže.

Odpory R4, R7 spolu referenčním napětím na LED diodách určují proud diferenciálních zesilovačů, který je roven přibližně Uled/R. (úbytek na bázi je asi 0,15V závislý na proudu) R10, R11 podobně určují proud řídícími T7, T8.

Konstrukce na hliníkovém šasi

Napájení je z jednoduchosti a bezpečnosti řešeno AC/AC adaptérem 12V. Na desce je pak prostě jeden vývod připojen na kostru a druhý přes dvě diody na napájecí větve jako zdvojovač. Jsou jen potřeba větší vyhlazovací kapacity než při klasickém napájení sekundárním vinutím s odbočkou a čtyřcestným usměrňovačem. Pro 8R zátěž to chce 2A adaptér, pro 4R 4A, víc nemá kvůli velikosti napětí smysl.

Deska zespodu, lépe to nešlo, pač jsem to musel kreslit starší fixou s rozplizlým hrotem

Namontované tranzistory 2NU74

Ještě chybí ucho, nožičky a přebrousit a přelakovat..

4.4.2013 Po několika měřeních a výměnách tranzistorů jsem přišel na to, že šum způsoboval tranzistor proudového zdroje u diferenciálních zesilovačů. Při dodatečném měření vykazoval 10x větší svod CE než průměrné ostatní. Vybírání tranzistorů, se kterými bude zesilovač fungovat s dostatečně malým ofsetem, není až takový horor, prakticky stačí změřit dostupné a vyřadit ty evidentně špatné např. měřením Iceo. Ostatní nesymetrie potom pobere zpětná vazba. Sám jsem tranzistorů neměl na vybírání mnoho a na zkušební desce se dalo vytvořit mnoho fungujících kombinací. Velký offset zpravidla způsoboval některý později objevený vadný tranzistor. Ovšem nejjistějším krajním řešením je DC servo, co se postará o nulový offset jak při změnách teploty, tak i při osazení neprobraných tranzistorů.

Jednočinný zesilovač se dvěmi EL34 paralelně

Varování: Příspěvek není návodem ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit. 

Byl jsem požádán o postavení kytarového komba s elektronkovým zvukem. Dostal jsem poměrně hodně času, tak jsem se dal do stavby prototypu s tím, že se to pak doladí. Nakonec čas uplynul tak rychle, že bylo jasné, že z prototypu bude konečná konstrukce. Ale i přesto bylo potřeba odzkoušet spoustu věcí a dotáhnout elektrickou i mechanickou část konstrukce od jednotlivých součástek až po finální výrobek.
Jednoznačně jsem se rozhodl pro jednočinnou A třídu s velkým výstupním transformátorem v ultralineárním zapojení a s katodovými rezistory. S podobným zapojením jsem už měl poměrně dost zkušeností, tak jsem se rovnou pustil do návrhu výstupního trafa na obrovském jádru EI40x70.

Vinutí tří sekcí primáru o pěti vrstvách a mezi tím dvě vrstvy sekundáru v serii zabralo nakonec jen jeden celý den. Na velké jádro se pohodlně vejde hodně mědi, tak jsem zvolil vinutí primáru drátem 0,4mm, který se snadno klade závit vedle závitu. Primár rozdělený na tři díly má celkem 1700z., sekundár 64z. drátem 1,3mm.

Pak jsem vyrobil desku koncového zesilovače a začal zkoušet. Zesilovač osazený novými E34L od JJ dával bez zkreslení cca 12,5W do 8R.
Bude to chtít hodně citlivý reproduktor, abychom nahnali ten výkon, říkal jsem si.

Nakonec jsem koupil 32W širokopásmový s citlivostí 96dB. Byl jsem docela zvědav, jestli je ta citlivost reálná. O tom mě spolehlivě přesvědčil hlasitý brum hned po prvním zapnutí s novým reproduktorem. Bylo třeba zdvojnásobit odpor prvního vyhlazovacího článku zdroje, aby brum ztichl na únosnou míru.
A citlivost je skutečně reálná, se sluchátky na uších jsem z toho v pokoji podle měřáku vymáčkl stabilně 107dB/m bez slyšitelného zkreslení.

Ale později se stejně ukázalo, že požadavky na hlasitost jsou u kytarového komba poněkud jinde, než poslech burácející hudby byť se sluchátky na uších. Příště to bude chtít výkonnější reproduktor, ne proto, že by ho zesilovač snad přetěžoval, to není fyzikálně možné, ale ačkoli není slyšet žádné zkreslení a výše zmiňovaný zesilovač má zjevně stále rezervy, tak reproduktor hraje jako za hranicemi svých možností. To je zřejmě způsobeno větším výstupním odporem zesilovače, tedy nedostatečným tlumením vlastních oscilací membrány ze strany elektrické, tak pravděpodobně i po straně mechanické. Zvolil jsem konstrukci z 12mm tlustého dřeva a mám pocit, že jeho tuhost není dostatečná.

schema koncového zesilovače a navazujícího předzesilovače a ekvalizéru

Klasicky paralelně zapojené koncové elektronky jsou buzeny sledovačem osazeným elektronkou ECC83/12AX7. Zde je teoretický kámen úrazu, napájecí napětí je poměrně vysoké a při připojení žhavení na zem dochází při vybuzení zesilovače k překročení povoleného izolačního napětí Ukf=200V mezi žhavícím vláknem a katodou, ve které je umístěno. Z dvojitých triod jsou ECC82/83 a jejich zahraniční ekvivalenty 12AU7/12AX7 jedny z mála elektronek, co mají povoleno takto vysoké, byť stále nedostatečné Ukf. Lépe jsou na tom snad jen tzv. budící triody např. ECC99 od JJ.

Problém Ukf řeší dělič napětí blokovaný elektrolytickým kondenzátorem.

Ekvalizér je klasický typ, co se používal v elektronkových zesilovačích celá léta, kvůli požadavku dvou kanálů je zde ještě zesilovací stupeň s pentodou EF86. Výstup obou předzesilovačů je sloučen na odporech 330K. Jejich hodnota závisí na hodnotách potenciometrů hlasitosti a ty zase na výstupním odporu ekvalizéru. Kvůli tomu nemůže být katoda následujícího stupně (budiče koncovek) blokována kapacitou vůči zemi. Při blokování docházelo ke slyšitelnému potlačení vyšších kmitočtů. vlivem kapacity systému elektronky a velkému výstupnímu odporu zdroje (1M potenciometry a 330K odpory).

Ekvalizér je možno přepínačem odpojit a přemostit. Dále je osazen spínač Bright na zvýraznění středů a výšek. Připojení malé blokovací kapacity k první katodě ECC83 způsobí závislost zesílení stupně na frekvenci.

pár fotek:

 Vinutí výstupního transformátoru, začátek:

Konec prostřední sekce primáru:

Vinutí výstupního trafa: konec poslední vrstvy, hotovo...

Osazená deska ekvalizéru:

Ekvalizér ze strany spojů:

Montování na šasi:

Konstrukce z tenkých dřevěných desek lepených epoxidem:

Nalakováno, reproduktor najednou vypadá neúměrně malý...

Umístění šasi:

Zapojení mělo zatím jednu vadu, při přebuzení odešla budící elektronka koncového stupně, předpokládal jsem průraz katody na vlákno, ale z neznámého důvodu byla horní polovina v pořádku, izolace držela Ukf=400VDC!! protože spodní trioda se ač nažhavená chová, jako kdyby nebyla zapojena, nevede žádný proud.

Po čase bylo jasné, že je potřeba osadit větší reproduktor:

Detail PES tlumící výplně

11.2.2012: Vyřešeno Ukf budící triody a provedeny další drobné změny v zapojení, výše aktuální schema. Nakonec osazen 12'' reproduktor. Přijde mi to jako rozjíždět tramvaj baterkama ze záložních zdrojů, ale hraje to, protože má ještě větší citlivost.

GM čítač

Varování: Příspěvek není návodem ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit. 

Před pár měsíci jsem ze skříně vyndal přístroj stejného účelu, co jsem stavěl před pěti lety a řekl si, že to konečně musím předělat, vylepšit, tedy nejlépe postavit celé znovu, aby to fungovalo lépe a aby se tím pokud možno dala skutečně měřit a zkoumat úroveň radiačního pozadí.
Původní zapojení bylo toto: http://pandatron.cz/?94&meric_radioaktivity

Nyní jsem se rozhodl to udělat pořádně a tak jsem hledal, jak vypadají různé komerčně vyráběné přístroje a získal tak inspiraci.

Co se týče vyhodnocovací části přístroje tak jsem si vzal asi nejvíce z této varianty klasického přístroje: http://www.eham.net/articles/23165
schema: http://www.qsl.net/k0ff/LENi%20Geiger%20Counter/LENi%20Schematic.jpg
Co se týče zdroje, tak ze zkušeností s původním jsem zvolil klasický měnič používaný v našich přístrojích RBGT: http://www.danyk.wz.cz/rbgt_n.jpg

Ale jelikož jsem jako hlavní cíl zvolil stabilitu zapojení a hlavně nezávislost pracovního napětí GM trubice v závislosti na stavu baterií, schéma se poměrně rozrostlo.

Jako napájení jsem zvolil tři NiMH akumulátory v serii (zapojení chodí i na dva, ale bere větší proud a hrozí výpadek měniče již při neúplně vybitých článcích) Měnič je k baterkám připojen přes LC filtr čistě kvůli zabránění vyzařování vf přívodními dráty. Měnič je jednočinný samokmitající se zpětnovazebním vinutím. Pracovní bod tranzistoru se nastavuje děličem odporů před zpětnovazebním vinutím, je vhodné dát poprvé místo děliče trimr 10k a pro daný měnič odladit poměr s nejlepší účinností. Nejvhodnější běžný tranzistor pro tento měnič se osvědčil konkrétně BC337-40. Například s oblíbeným C945 zapojení funguje jen velice špatně. Mezi CE je ochranná rychlá dioda, lze použít libovolný typ. (například z PC zdrojů)

Transformátor je navinut na hrníčkovém jádru průměru 25mm. Nejprve je navinuto vinutí pro kolektor tranzistoru 45z. drátem průměru 0,3mm, hned na něj zpětnovazebních 15z. průměrem 0,2mm. Pak je vhodné navinout pár vrstev tenké izolace (lepenku, papír) a na to vinout teprve sekundár 550z drátem 0,15mm. Vinutí se na kostřičku jentak tak vejde, sekundár může být ale klidně tenčím drátem. Je velmi důležité vědět, kde jsou konce a začátky vinutí, jinak zdroj vůbec nebude kmitat, nebo nedosáhneme správného napětí. (Výstupní impulzy nejsou symetrické.) Je vhodné, aby začátek sekundáru, tedy tam, kde je vinutí u primáru, byl připojen na mínus napájení a tedy, aby VN vývod sekundáru byl navrchu, dál od primáru. Po navinutí sekundár znovu izolujeme a můžeme hrníčkové jádro složit. Nakonec je vhodné transformátor impregnovat parafinem, aby měnič za provozu nepískal. Perfektně to šlo v roztaveném vosku v čajové svíčce v hliníkovém kalíšku postaveném přímo na hořáku na sporáku. Nejprve jsem ponořil pouze cívku, nechal pár minut nasáknout než odešly bubliny, pak jsem nechal vychladnout, složil jádro a znovu celé ponořil do vosku, ten se dostal všude a transformátor je tak dokonale impregnovaný.

Napětí na sekundárním vinutí je usměrňováno rychlou vysokonapěťovou diodou BA159. (Tlumivka z úsporné žárovky 2,7mH je spíš luxus než, že by měla konkrétní funkci.) Napětí je vyhlazeno svitkovým kondenzátorem kapacity 47-100n na 630V a přes pracovní odpor 10M napájí Geiger-Müllerovu trubici, zde konkrétně ruský typ STS-6.

Napětí pro měřící část se získává z naindukovaného napětí na primárním vinutí, usměrněno, vyhlazeno jde do jednoduchého stabilizátoru 24V (daného zenerovou diodou 24V).

Měnič je vybaven zpětnou vazbou pro stabilizaci VN napětí trubice (počet impulzů je závislý na napětí, které je tudíž třeba držet v určitém rozpětí definovaném pro danou trubici tzv. plato.) Z vyhlazovacího svitku tedy vedou dvě 200V zenerovy diody v serii do báze tranzistoru, který při otevření zablokuje spínací tranzistor měniče. V praxi nastane určitá rovnováha a diodami teče minimální proud a mírně otevírá tranzistor. Má to za následek negativní VA charakteristiku vstupu měniče, tedy že při větším napětí baterií odebírá měnič menší proud a naopak při vybíjení z baterek ždíme, co to jde, tak to má být.

I když bylo na vybitých baterkách celkem jen 1,9V měřák načítal přesto stále naprosto stejné hodnoty, přesně tak to má fungovat.

Při zaznamenání radioaktivního rozpadu naskočí v trubici krátce výboj a na jejích svorkách prudce poklesne napětí. Tento pokles otevře přes vazební kapacitu 15pF a ochranný 10M odpor (Chrání trubici před proudem z vazební kapacity) PNP tranzistor T4. Ten obrátí polaritu pulzu, který pokračuje do tvarovacího klopného obvodu, který na základě vazební kapacity C9 vytvoří obdélníkový pulz pevné délky. (Impulzy z trubice jsou velmi krátké)

Přes diodu D7 je napájen jednoduchý integrační článek R13 a C11 zatížený ručkovým mikroampérmetrem. Odporový dělič s trimrem slouží k nastavení vhodné citlivosti.
Změna měřícího rozsahu (počet pulzů, při kterém jde ručička za roh) se provádí změnou kapacity C9. (Kratších pulzů musí být víc, aby za integrátorem bylo stejné napětí)

Takto primitivní integrátor však nemá na výstupu lineární přírůstek napětí s počtem pulzů, je tedy nutné stupnici nacejchovat podle generátoru pulzů připojeného místo trubice nebo podle jiného radiometru. Konstrukce lineárního integrátoru by mohla být cílem dalšího vývoje.

Ke stejnému bodu jako vazební dioda je připojen přes vazební C8 a R14 PNP tranzistor, který spíná T8 k jehož kolektoru je možno připojit elektromechanické počítadlo. D8 slouží k ochraně T8 před špičkami z připojeného elektromagnetu počítadla. Paralelně je přes odpor připojena signalizační žlutá LED dioda D9.

Přes R15 a C12 je vyveden ještě výstup impulzů, kam se dá připojit sluchátko, nebo jiný počítací nebo záznamový stroj.

Provedení na desce:


V krabičce:

Trubice STS-6

Oreginální katalogový list trubice STS-6 (bohužel jeho vybledlá termokopie)

Normálně nemám moc v lásce techniku bývalého sovětského svazu, ale tohle je jedna z čestných vyjímek. Trubice vyrobená v srpnu 1962, nepoužitá uložená ve skladech, dnes funguje na 100% a nemusím se obávat, že by si něco vymýšlela, měří tak, jak byla navržena.

Původní konstrukce z května 2005

Pro zajímavost, naměřené hodnoty v počtech impulzů za minutu (cpm). Konkrétní čísla závisí na velikosti a typu trubice, pro STS-6 je udané maximální přirozené pozadí 110cpm, tedy po nehodě v japonské jaderné elektrárně se k nám nedostalo množství radiace, co by ovlivnilo stabilní přirozené radiační pozadí, které zde celé roky máme. Jedině se dá diskutovat o spadu deště ze dne 1.4.2011 (první déšť od nehody) Kdy hodnoty skokově vzrostly a další dny pomalu klesaly až do dalšího deště. Ale hodnoty se mění v určitém rozsahu každý den, i v průběhu dne. Trubice tohoto typu snímá záření beta a gamma. Přirozené pozadí zde tvoří zejména kosmické záření z okolního vesmíru a část záření ze zemského podloží, z hornin. Na měření záření alfa, například plynu radonu, který se u nás často vyskytuje a proniká z podzemí do starých domů, je nutné měřit trubicí se slídovým okénkem, případně jinými typy detektorů.

Uvedené hodnoty byly měřeny po dobu 30-120 minut s průběžnou kontrolou konvergence. Problém byl při měření okolo západu slunce kdy hodnoty stabilně pomalu narůstaly, nekonvergovaly k průměrné hodnotě, těžko říct, čím to bylo způsobeno, je to ještě na další studium.
Ovšem jedno ráno dne 16.4.2011 bylo z hlediska měření zvlášť zajímavé, měřil jsem stejným způsobem jako předchozí dny, avšak naměřené hodnoty dosahovaly neuvěřitelných výšek, některé minuty překonaly i hranici 100cpm a drželo se to tak v horizontu celé hodiny. Jednu minutu dokonce naskákalo 119cpm, zřejmě náhoda, ale předtím ani potom jsem to neviděl. Avšak hodnota na 100 minut vyšla 93cpm a na 120 už jen 90cpm... Je tedy na místě otázka k jakému času hodnoty přirozeného pozadí vztahovat, když se náhodně mění každou chvíli.

Kvazikomplementární germaniový zesilovač ve třídě B

Varování: Příspěvek není návodem ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit. 

Už dlouho mi ležela v hlavě myšlenka postavit zesilovač kompletně z germaniových tranzistorů. Stejně jako se říká o elektronkách že mají typický zvuk, tak totéž se říká o germaniových tranzistorech.

Jedna z možností jaké zapojení zvolit mě napadlo postavit repliku nějakého 40let starého zesilovače s použitím klasických tehdejších součástek. Ovšem rozumných schemat z té doby moc není a když tak obsahují celé řady zpětných vazeb a zapojení nebudí moc důvěru. Například jedno z těch lepších: http://www.acousticpsychos.com/Files/cctStereo30.gif

Nakonec jsem si řekl, že to udělám jinak a pokusím se postavit nové zapojení pomocí starých tranzistorů. Docela mě zaujaly konstrukce Federmann:
http://www.federmann.cz/images/stories/Nf/KS/KS_sch_1.png
A kompletně symetrická varianta zde:
http://www.federmann.cz/images/stories/Nf/HQQF/504/HQQF-55-504W_4_2_schema.jpg

Jelikož už byly na cestě čtyři kousky nepoužitých GD241B, tak nezbývalo než vyladit kvazikomplementární zapojení. Ostatně z té doby nejsou takřka žádné NPN výkonové tranzistory do komplementárního páru a klasický GC510/520 není příliš výkonný.

Zapojení jsem ladil na kontaktním poli a jako nejvhodnější kvazikomplementární zapojení se osvědčilo z výše uvedeného komerčně vyráběného germaniového zesilovače. Na první pohled zapojení působí dost asymetricky, ale po výběru vhodných hodnot součástek začalo bezproblému spolupracovat a s nesymetrií nebyl žádný problém.

Jelikož dnes na rozdíl od tehdejší doby nemusíme šetřit počtem tranzistorů je jasné, že schema bude vypadat o dost jinak, než dříve.

Můj výsledek je tento:

Vstupní signál přichází do dvou diferenciálních zesilovačů, jeden osazen pnp a druhý npn tranzistory. Zde je důležité aspoň přibližné párování dvojic, co mají spojené báze. Když mají příliš rozdílné vlastnosti, zejména zesílení, tak je to příčinou nenulového klidového napětí na výstupu zesilovače.

Emitory diferenciálních zesilovačů jsou podepřené jednoduchým zdrojem proudu tvořeném tranzistorem stejné polarity. Napětí na jejich bázích stabilizují jednoduše červené LED diody. Jednou z výhod je okamžité zjištění souměrnosti zapojení, pokud diody svítí stejně a při vypnutí stejně pohasínají, pak je vše v pořádku.

Signál rozdělen na dvě polarity je dále veden přes T7 a T8 do páru budících tranzistorů T10, 11. Jejich báze jsou odděleny T9, kterým se nastavuje klidový proud budících a tím i koncových tranzistorů.

U kvazikomplementárního zapojení je důležité vhodně zvolit odpory v emitorech a bázích koncových tranzistorů, jimi se nastaví poměr klidového proudu koncových, vůči budícím. Odpory v emitorech jsou nutné zejména kvůli teplotní stabilizaci.

Koncové, budící i tranzistor předpětí T9 je vhodné umístit na společný chladič kvůli lepší teplotní stabilizaci. Chladič k odvodu tepla by měl být co největší, aby na tranzistorech příliš nerostla teplota, protože uřídit horký Ge tranzistor klasická teplotní stabilizace nezvládá.

Germaniové tranzistory na rozdíl od křemíkových trpí určitými specifickými neduhy, co dělají velké potíže v zapojeních s nimi.

Jako první bych zmínil závislost proudu kolektoru na teplotě tranzistoru. Už při mírném nárůstu teploty znatelně roste kolektorový proud, tranzistor se více otvírá a ve většině klasických zapojení to má za následek další zvyšování teploty tranzistoru. Zapojení tedy potřebuje teplotní stabilizaci i tam, kde křemíkové bezproblému drží.

Dále tranzistory, zejména výkonové, vykazují svody kolektor emitor a tedy se jeví jako částečně otevřené i při nulovém napětí na bázi.

Mají poměrně malé povolené ztrátové výkony vzhledem k velikosti pouzdra a hlavně malé závěrné napětí , tedy maximální napětí Uce zavřeného tranzistoru a to ještě za předpokladu, že báze je držena konstantním napětím, nebo malým odporem vůči emitoru. Vždy je tedy dobré si předem přečíst katalog o každém tranzistoru před jejich prvním zapojení.

Velmi problematické je pak měření Hfe na klasickém multimetru. Lze tak tranzistory dobře napárovat, ale za určitých předpokladů. Všechny měřené tranzistory musí mít stejnou teplotu, i krátké držení mezi prsty pohne Hfe o několik desítek. Některé tranzistory vykazují naprosto nesmyslné hodnoty, což je způsobeno svody CE a CB a přitom mohou v zapojení fungovat naprosto bezproblémově, ovšem takové nelze na klasickém multimetru párovat (Pokud je Hfe hodně mimo katalogové hodnoty). Nezbývá než je vyzkoušet. Naopak některé mohou díky vhodnému svodu CE vykazovat normální Hfe a přitom nefungují vůbec, jakoby vůbec neměly připojenou bázi. Proto je v testovaném zapojení třeba změřit úbytky na odporech a odhadnout, kde je problém, který tranzistor se nechová správně.

Pár fotek:
Ladění

Před osazením koncových tranzistorů

Hotovo, po výměně několika tranzistorů fungují konečně oba kanály.

Když už germanium, tak všude. Našel jsem perfektní usměrňovací diody 14NP70, na desce vypadají super. Dále se mi k tomu nějak nehodily dnešní radiální kondenzátory, tak jsem našel vhodné axiální. Zdroj nebručí ani do sluchátek. Jako síťové trafo jsem použil malý 25VA toroid, který výkonem akorát odpovídá koncovému stupni. Zesilovač by měl dát optimistických 2x 6W trvale a 60W špičkově. Měření provedu až po zabudování s dostatečným pasivním chlazením. Také zbývá vyřešit chlazení budících tranzistorů.

Vcelku pozdě mi došlo, že odpor R37 a kondenzátory od něho na zem ovlivňují zesílení naopak, tedy, čím menší odpor, tím větší zesílení. Při jeho neosazení má zesilovač zesílení téměř 1:1. při 2K2 by měl mít cca 12x. Na kondenzátorech je pouze malé napětí, ale může být obojí polarity, tj jsou dva antisériově.


Úpravy: Po pár měsících a zkušební stavbě obdobného zesilovače jsem se k tomuto vrátil a pokusil se odstranit pár nedostatků způsobujících DC posuv výstupního napětí. Po zahřátí byl totiž na jednom z kanálů až 200mV. Provizorně jsem to odstranil odpory 2M2 od bází T2,5 k jednomu z pólů napájení. Ovšem to mělo za následek, že studený zesilovač bručel a až po nějaké době se napětí ustálila. DC posuv jednodušše odstraní zmenšení odporu ve zpětné vazbě, jenže to způsobí rozkmitání zesilovače na frekvenci okolo 400kHz. Oscilace se dají odstranit zařazením odporu před báze tranzistorů T1,4 avšak jeho dalším zvyšováním začíná zesilovač šumět až je to slyšet z reproduktorů. Nakonec jsem zvolil kompromis, zde je upravené schema:

15.1.2012 Odpor R3 na vstupu jsem opět přemostil, protože jsem zjistil, že způsoboval šum při určité teplotě tranzistorů. Tranzistory T1,2,4,5 (diferenciální zesilovače) je třeba vybrat takové, co vykazují co nejmenší svodový proud Icbo při požadovaném Ucb měřený s bází spojenou s emitorem. Pokud se svodové proudy u dvojice příliš liší, způsobuje to nenulové napětí na spojených bázích a tedy i na výstupu. Odpor na vstupu a ve zpětné vazbě nezvládnou utáhnout napětí bází na požadovanou hodnotu. Po úspěšném výběru je možno i osadit na vstup potenciometr normální hodnoty, např 50K.

Podmínkou provozu germaniových tranzistorů na relativně vysoké napětí je třeba držet napětí báze. V katalogu je pro limit Uce uveden maximální odpor mezi bází a emitorem Rbe, ten je třeba dodržet, jinak svodový proud přechodu c-b sám "otevře" bázi. To se týká hlavně kapacitně vázaných stupňů, toto zapojení je ale celé přímovázané, takže pokud funguje, nehrozí samovolné "ujíždění" pracovních bodů.

Další germaniový zesilovač obdobné konstrukce je ve stavbě, výsledky budou brzy.

1.2.2013

Zesilovač byl doplněn o jednoduchý obvod DC-serva, který vyřeší jinak prakticky neřešitelný problém nenulového klidového napětí na výstupech v závislosti na aktuální teplotě jednotlivých tranzistorů a jejich svodů. Pomocí integrátoru z operačního zesilovače se vytvoří potřebné předpětí, co se pošle na vstup zesilovače a nastaví nulové stejnosměrné napětí na výstupu. Obvod pro takovéto hodnoty součástek reaguje dostatečně pomalu a tedy nemá vliv na přenášené zvukové frekvence.

Dále jsem drobně upravil hodnoty několika součástek. Pro novou stavbu by bylo vhodné do napájecích větví vložit odpory 47-100R a za ně 220-470uF kondenzátory pro vyhlazení napětí budících tranzistorů počínaje T7 a T8.

Elektronkový PWM zesilovač v zapojení OTL

Varování: Příspěvek není návodem ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit. 

Jednou při hledání zapojení elektronkového oscilátoru jsem narazil na schema, které na první pohled vypadalo jako oscilátor a PWM komparátor.

http://webpages.charter.net/dawill/tmoranwms/Elec_Compound2.html
Přemýšlel jsem jestli to může takhle jednoduše fungovat a nakonec to dopadlo tak, že už druhý den se mi na stole začal pomalu rozrůstat ježek poměrně složitého zapojení, které potřebovalo od základu odladit.

Nejprve jsem vyzkoušel původní trojúhelníkový oscilátor ze zvědavosti, jestli to opravdu funguje. Fungovalo, akorát výstupní signál se mi moc nelíbil, prostě zapojení vytvářelo trojúhelník na nabíjeném kondenzátoru stejně jako v mém minulém polovodičovém PWM zesilovači.
Pak mě napadlo místo původního oscilátoru osadit fantastron (Miller transitron) což je poněkud zajímavější zapojení na jehož výstupu je poměrně kvalitní pilovitý signál, který na tvorbu PWM signálu perfektně vyhovuje. Zapojení se rozběhlo po prvním osazení součástek na patici a perfektní výstupní signál mě přesvědčil, že to je to pravé. Pak jsem dva dny strávil laděním hodnot součástek, stavbou různých variant fantastronu a snažil se pochopit, jak závisí výstupní průběh na zapojení. Pak jsem od stovek Hz přešel na stovky kHz a zjistil, že fantastron dokáže produkovat obdobně kvalitní signál i při frekvenci jednotek MHz.

Další dny se ježek rozrostl o můj první elektronkový komparátor, který opět ochotně pracoval a s mrazením v zádech jsem se díval na obrazovku na hranaté obdélníky s amplitudou 40V, které po pootočení potenciometru měnili svoji střídu takřka bez chyb nebo poklesu amplitudy až do krajních poloh. Po odladění hodnot součástek jsem přešel k zapojení analogového předzesilovače, digitálního zesilovače a invertoru pro PWM signál. Na výstup jsem provizorně osadil ruské ekvivalenty EL84 a jal se to vyzkoušet. Nejprve jsem ladil hodnoty součástek a sledoval digitální průběh a až nakonec osadil dolní propust, reproduktor a pustil do toho všeho analogový signál. A ono to hrálo...

Při této konstrukci jsem se naučil chápat spoustu věcí okolo elektronkových zapojení, které při klasickém analogovém signálu nejsou měřitelné. Třeba celkem logická podmínka funkce katodového invertoru je, aby klidové napětí na elektronce invertoru bylo vždy větší než maximální amplituda přiváděného signálu. Při větší amplitudě pak začne pracovat nesymetricky a na katodě je větší amplituda než na anodě! Další logické zjištění bylo, že sledovat obdélníkový průběh na běžném osciloskopu, co má rezervu byť stonásobek frekvence je docela problém a skutečný signál je jiný než měřený, a to hlavně zde v zapojení s velkými odpory a malými proudy se projeví vnitřní kapacita a odpor vstupu. Osciloskop prostě změní poměry v zapojení.

Napadlo mě dát na výstup transformátor a srazit tak impedanci výstupu malým feritovým impulzním trafem místo velkého plechového výstupního trafa. Přišlo mi to jako celkem logická myšlenka. Signál je vysokofrekvenční, tak žádný problém a postavím vlastně OTL s výstupákem, ale bude to pořád OTL, protože trafem nepůjde nízkofrekvenční signál. Také jsem se vůbec nedivil, když to po zapojení převinutého trafa z PC zdroje skutečně hrálo... Výkon se zvedl.. Že nehrajou hloubky mi nebylo divné, na dalším trafu jsem si dal ještě víc záležet a navinul mnohem více závitů, než je na normální impulzní trafa běžné. Výsledek byl ale stejný. Pak mi došlo, kde je chyba. Zapojení hrálo lépe s co nejnižší spínací frekvencí kvůli počtu závitů na jádře ale zároveň stále úplně chyběly nízké frekvence až někam k 200Hz a dále pak lineárně nabýval výkon s rostoucí frekvencí. Potíž je, že signál sice střídá polaritu dostatečně rychle, ale PWM modulace vlastně znamená změnu střídy a tedy stejnosměrné sycení jádra přenášenou frekvencí...tj ferit by se musel sytit po dobu půlperiody 20Hz...třeba...Výstupní signál za dolní propustí (ačkoli to nehrálo tak špatně) byly trojúhelníky místo sinusovky...

Takže jsem zůstal u varianty OTL a nakonec osadil na výstup elektronky PL509, aby to stálo za to. Na fantastron je perfektní EF80 (EF183 ačkoli má stejně nožičky, tak se stejnými součástkami mi vůbec nefunguje) Ostatní elektronky jsem nechal E88CC kvůli proudovým požadavkům zapojení.

Schema jednoho kanálu:
(inspirace: fantastron: Vlach, J.: Lampárna ; komparátor: http://webpages.charter.net/dawill/tmoranwms/Elec_Compound.gif )

Pilovitý signál z fantastronu se přivádí do komparátoru, kde se porovnává s analogovým signálem z předzesilovače. Na anodě EF80 je dělič, který jednak zmenšuje amplitudu pilovitého napětí a navíc zabraňuje zpětnému ovlivňování funkce fantastronu zátěží. Komparátor vlastně funguje tak, že při kladné půlvlně elektronka vpravo zvedne napětí na společných katodách a sousední elektronka se tak otvírá při vyšším napětí, tj reaguje jen na část vrcholků pilovitého signálu, tj je kratší dobu otevřená než zavřená. Na odporu R6 tak vzniká PWM signál jehož klidová střída (bez signálu) se dá nastavit trimrem R10. Ideálně je nastavit co nejblíže 1:1 protože pak je k dispozici stejně široký rozsah změny střídy pro kladnou i zápornou půlvlnu vstupního analogového napětí. (Střída 1:1 ovšem nemusí znamenat 1/2 napětí na výstupu polomůstku, to je otázka párování koncových elektronek)

PWM signál z komparátoru pokračuje do zesilovače před invertorem, kde je zesílen, aby byly koncové elektronky buzeny dostatečnou amplitudou (cca 40V při napájení 100V). Zde je třeba dát pozor na nastavení invertoru, aby pracoval symetricky je třeba, aby v klidu neměl na katodě více jak 30V a na anodě méně jak 70V.
Koncové pentody jsou zapojeny bez záporného předpětí protože, což je zajímavé leč logické, vzniká samo na vazebních kondenzátorech. (Důkazem budiž multimetr na g1 nebo to, že při odpojení PWM signálu se až zdvojnásobí klidový anodový proud.) Řídící mřížka funguje jako usměrňovací dioda vůči katodě a protože rozkmit napětí má v klidu střídu 1:1, tj polovinu doby teče mřížkou proud do katody, vazební kondenzátor se nabije a při záporné půlvlně tak posune střední napětí směrem k záporné hodnotě (něco málo nad -1/2 amplitudy)

Pár fotek
Takhle jsem začínal: odzhora fantastron, komparátor, předzesilovač, invertor a koncovky s dolní propustí (Napájení měkkých cca 80V z vakuové usměrňovačky)

Pokus s transformátorem

Konstrukce, ještě chybí dole dodělat zdroj



V provozu

Průběhy na fantastronu: Nahoře na anodě, dole na g2; obojí 10V/div, 5us/div, tj. přibližně 80kHz

PWM signál při vybuzení: http://www.youtube.com/watch?v=pUHrBMIHOaQ

Zapojení má úspěšně o něco větší účinnost než klasické OTL, to se dá dobře ověřit odpojením invertoru od řízení a přímým přivedením analogového signálu tak, že se z toho stane klasické OTL. Zvuk je dobrý ikdyž zapojení není úplně seřízené a ikdyž signály na osciloskopu nevypadají úplně skvěle, tak na výstupu je to, co na vstupu ačkoli cestou to jde formou všelijakých obdélníků...

27.12.2011 Odpory R31, 32 jsou blbost, příliš zvětšují výstupní odpor tranzitronu, lepší je vynechat, dále je třeba snížit hodnoty některých odporů v anodách, aby zapojení běželo na rozumné frekvenci. Na zapojení opět pracuji, brzy bude nové schema.

10.1.2012 Upravené schema: Vyřešil jsem pár potíží s poměrem výstupního odporu ke kapacitám mřížek, tím se trochu zlepšil průběh na výstupu a i amplituda, ale stále je to málo. Na výstupu dosáhnu rozkmitu asi jen 40% napájecího napětí, což je na princip PWM málo. Co je ale úspěch, že zapojení je schopno bezchybně běžet na 175kHz, což s předchozím schematem nebylo možné. Je třeba vybrat vhodnou EF80, která bude mít co největší strmost, tj nejlepší linearitu a amplitudu pilového signálu.