Blog vznikal v době, kdy jsem ještě nestudoval žádný technický obor a mohl jsem pod záštitou neznalosti publikovat cokoli. Doba přituhuje, a tak jsem nucen k příspěvkům týkajících se zařízení pracujících na jiném než bezpečném napětí přidat varování.
Příspěvky nejsou návodem ale inspirací pro možný návrh podobných zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekty. Obsahují části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s příspěvky blogu. Autor si vyhrazuje právo obsah kdykoli změnit.
Brzy přibydou nové projekty měničů pro soláry nebo DC/AC měničů z baterek.
Varování: Příspěvek není návodem ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit.
Po mnoha letech jsem se rozhodl postavit ještě jeden elektronkový zesilovač. Už mi přišlo dlouho, koukat na EBL21 jen ve vitríně, protože nemám žádné šasi na ně v provozu.
Celé roky jsem používal OTL s EL34 anebo tranzistorový Ge zesilovač vyjímečně. Chtěl jsem postavit něco malého, co se vejde na stůl, úsporného aby se to dalo provozovat běžně jako zesilovač k PC a aby to výkonově překonalo OTL.
Poslední podmínka je složitější než se zdá, OTL má RMS výkon sice 250mW ale poslechově odpovídá asi 4W zesilovači díky specifickému chování elektronek v limitaci.
Přemýšlel jsem nad mnoha variantami, i nad použitím jiných elektronek, ale nakonec jsem se rozhodl postavit s EBL21 a EF22 nebo ECH21 (kdyby nestačilo zesílení) úplně klasický jednočinný koncový stupeň.
Začal jsem vybíráním výstupních transformátorů, chtěl jsem využít hotové, výkonově budou vyhovovat. Hledal jsem druhé do páru k některým co mám, anebo rovnou dva stejné. Nakonec jsem pobral dvojici Phillips PW30362.
Síťové trafo z radia výkonově vyhovuje, dlouho jsem váhal u řešení usměrňovače, AZ1, plynové diody, selen, historický můstek anebo křemíkové diody. AZ1 by bohužel zvýšila příkon asi o 1/3 a byla by zřejmě nejslabší částí zesilovače. Můstek 250V/75mA z radia by šel, ale nakonec jsem zvolil průmyslové KYY85.
Elektrolyty jsem dal šroubové TC519, po pár hodinách formování sníženým napětím fungují perfektně a zesilovač nebručí.
Konstrukce je na pájecích lištách, odpory se podařilo najít shodného typu ze začátku 50. let.
Zesilovač hrál na první zapnutí, hodnoty součástek nebylo třeba ladit. Větší problém byl s výběrem dvou přibližně shodných EBL21, nakonec jsem musel dát do vitríny jinou, protože zrovna tam byla jedna z mála dobře fungujících.
Nejvíce mě překvapila výkonová rezerva zesilovače oproti OTL, ale na odlišnou frekvenční charakteristiku a hlavně malý výstupní odpor si budu zvykat asi hodně dlouho. Silně uvažuju o zavedení některého typu zpětné vazby.
Zajímavé bylo zkoumání výstupních transformátorů. primár se jeví jako vinutí s odbočkou na 10% impedance, tedy se moc nehodí na ultralineární zapojení. Spíš mi přijde, že bylo použito jako tlumivka pro napájecí zdroj, chtělo by to dohledat, kde byly osazeny.
Protože cílem bylo přiblížit se OTL, aby změna pro poslech nebyla tak velká, volil jsem spíš triodovou charakteristiku.
Nakonec to vedlo k experimentu s přepínáním mezi pentodovým a triodovým zapojením a opakovanému poslech. Po čase jsem se však rozhodl zavést zpětnou vazbu a výrazně tak zlepšit přenosovou charakteristiku. Zejména u malých transformátorů je to poslechově velmi znát. SE zapojení bez zpětné vazby je možné pouze s opravdu velikými transformátory, tak jak jsem to stavěl dávno s PL504/509.
Schema jednoho kanálu a zdroje (verze 4 - aktuální)
Rozmístění na šasi je trochu nelogicky obráceně než cesta signálu, ale je to hlavně kvůli tomu, aby EBL21 neohřívaly elektrolytické kondenzátory. EF22 jsou za chodu vlažné protože mají velkou plochu skla vzhledem k malému proudu žhavení jen 0,2A.
Podařilo se ještě najít odpory ALWAYS a TESLA "always" z konce 40. let.
Na vnitřní stěně anody EBL21 jsou vidět proužky kam dopadají elektrony skrz stínící mřížku. Elektronky jsou většinou z let 1947 - 1949.
4.2017
Tak mi tak dlouho vrtalo hlavou proč to hraje tolik jinak oproti OTL až jsem se rozhodl zlepšit přenosovou charakteristiku zpětnou vazbou.
Vazbu jsem zavedl celkovou prostě z výstupu do katody vstupní elky. Aby byla záporná, musí být výstupní napětí ve fázi se vstupním, proto jsem do schématu označil začátky vinutí výstupního trafa.
Naměřené charakteristiky. Červená je ze stavu, kdy R6 nekonečno a R12 2K0. Žlutá pro R6 = 3K2 a R12 = 12K. Samozřejmě silnější vazba snižuje zesílení, které už takhle není příliš vysoké pouze u dvou stupňů.
Nakonec jsem zjistil, že kratší vinutí na výstupním trafu je s největší pravděpodobností určeno jako tlumivka napájecího zdroje a má velký rozptyl. Tu část vinutí vůbec nepoužil.
12.2018
Byl jsem dotázán na téma fyziologické regulace hlasitosti. Přestože nemám korekce rád, zkusil jsem do zesilovače jedno primitivní zapojení zadrátovat a výsledek překvapivě není vůbec špatný, naopak. Přepočítal jsem schema odsud: https://www.belza.cz/audio/lpots.htm pro potenciometr 470k a součástky, sice už ne dobové, osadil.
Zesilovač nemá velké zesílení a cca odpovídá, že potenciometr na konci dráhy dá v místnosti 90dB z linkového výstupu. To je požadavek fyziologického regulátoru, aby při 90dB už byla charakteristika zase plochá. na kraji dráhy se už přidané RC články neuplatní.
Pro kontrolu jsem ještě změřil v krajní poloze pár bodů v charakteristice. Do odporové zátěže cca 1W, abych se ujistil, že na konci dráhy se zapojení neuplatní.
Poslechově se úprava projevuje tak, že při ztlumování zesilovače při poslechu večer nemizí hloubky tak prudce jako obvykle. Člověk má pocit, že i při tichém poslechu slyší z hudby trochu víc detailů. Naopak vždycky ví, že vytočením potenciometru do krajní polohy se může účinku přidaného obvodu snadno zbavit.
Konečně jsem také po dvou letech dodělal a uzavřel šasi, už to vypadá trochu rozumně:
Varování: Příspěvek není návodem
ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou
případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím
životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo
majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si
vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit.
Byl jsem požádán o návrh měniče 48/230V s plechovým transformátorem, robustní řešení, pokud možno bez procesoru.
Po úvodních nezdarech a několika otestovaných řešení, pokusů o co nejúspornější řešení z pohledu počtu součástek a bohužel i několika proražených můstcích a driverů jsem dospěl k jednomu dostatečně bytelnému řešení.
Analogový generátor sinusovky
Byl nápad použít generátor XR2206, ovšem ten jsem zavrhl především kvůli vysoké ceně a potom také kvůli divnému chování a to ujíždění střední hodnoty při změně amplitudy. Nicméně do výsledného zapojení se bezproblému dá přivést signál z libovolného generátoru, pouze nutmo myslet na to, že jeho amplituda je referencí pro výstupní napětí.
Nakonec jsem zůstal opět u Wienova můstku. Na něm je stále co vylepšovat, ovšem cílem byla jednoduchost a jedním nekompromisním způsobem, jak získat kvalitní sinusovku z mála součástek se ukázalo použití germaniových diod jako stabilizátoru amplitudy. Germaniový přechod má mírně odlišnou charakteristiku od křemíkového.
Vzhledem k teplotní závislosti Ge přechodu je vhodnější použít Schottku např. BAT48. Napětí výstupu pak neujíždí při změnách teploty na desce a sinusovka je stejně dobrá. Jde o to, aby úbytek na nelineárním prvku byl malý vzhledem k amplitudě výstupního napětí, pak tento úbytek způsobuje jen malé zkreslení.
Přičinnou nestability nebyly jen Ge diody ale především mnohaotáčkový trimr. Doplněn o paralelní odpor potlačující vliv trimru a napětí drží.
Driver H mostu
Nejprve jsme hledal jeden IO pro celý H můstek. Byl tu velmi hezký nápad použít IRS2453, což je vlastně čtyřkanálová obdoba IR2153. Nápad spočíval v tom řídit ho v režimu sigma-delta modulace injektáží proudu do časovacího kondenzátoru. To sice funguje velmi pěkně, ale pokud se injektáž provádí napětím přes odpor, pak není výstupní střída lineární s přiváděným napětím. Prakticky to má za následek obtížné využití rozsahu modulace, můstek dává malý rozkmit napětí. Takové zapojení si nicméně vystačí pouze s IRS2453 a jedním OZ jako zdrojem sinusovky. Schemata pro zajímavost na konci.
Další volbou byl HIP4080. Obsahuje na rozdíl od HIP4081 komparátor, který opět ušetří počet součástek. Zjistil jsem ale, že dodaný je přeznačený HIP4081, takže jsem komparátory musel dát externí. Zapojení fungovalo, výhodou je interní generátor deadtimu. Nicméně jsem při zapnutí zdánlivě bezdůvodně několikrát přišel o můstek zřejmě absencí obvodu pomalého náběhu nebo proudového omezení. Obvod také docela topí při buzení výkonnějších tranzistorů.
Cílem bylo nakonec budit i páry IRFP4110 např. takže jsem zvolil výkonnější drivery a to IRS21864, což je 14 nohá verze IRS2186, větší pouzdro má povolenou větší výkonovou ztrátu, proud 4A. Zapojení se tedy rozšířilo o externí obvod deadtimu z CMOS 4093, Schmitt NAND.
DC-offset
Plechové trafo, ale vlastně síť obecně, protože tam vždy nějaké jádro je, potřebuje nulovou stejnosměrnou složku. U procesorového řízení je to samozřejmost a nemusí se vůbec řešit, protože přesnost délky pulzů je daná pouze přesností driverů. U analogového řešení to vůbec samozřejmé není.
DC-servo je perfektní zapojení pro zesilovače, ale zde vzniká problém s velkou časovou konstantou RC článků nutných pro správnou funkci, někdy se musí nabít a musí se nabít signálem přímo z běžícího můstku pokud hrozí že deadtime nebude shodný na všech kanálech. Trafo se ale nedá s offsetem spustit, za můstkem by muselo být silové relé a čekat na ustálení DC serva.
Trimr na manuální ladění nemá smysl, vždy se nakonec začně přesycovat. To se nejlépe pozná podle zvuku z trafa a narůstajícího klidového proudu.
Řešením se ukázalo především nahradit LM324 vhodnějším a rychlejším LF347, který má symetrický koncový stupeň. Generátor trojúhelníku s ním tedy má střední hodnotu v polovině napájecího napětí, jako Wienův můstek. To u LM324 nenastane.
Nicméně na odstranění případného offsetu se zde podílí hlavně PI regulátor, výhoda oproti DC servu je rychlost správného nastavení.
Unipolární vs. Bipolární modulace
Jedná se o dva odlišné způsoby modulování PWM H můstku. Bipolární je prosté vzájemné invertování obou polomůstků. Pravý horní je buzen stejným signálem jako levý dolní atd..
Podle literatury je ale pro můstek se sinusovou modulací vhodnější unipolární řízení, kdy se invertuje nikoli PWM, ale vstupní analogový signál. Produkuje méně harmonických. Při kladné půlvlně např. se přepíná podle PWM pouze pravý můstek zatímco levý má sepnutý dolní trvale. Při záporné půlvlně je pravý horní sepnutý a PWM se pustí do levého polomůstku, ovšem inverzně.
Dalším vylepšením je myšlenka, že by se jeden polomůstek mohl spínat obdelníky 50Hz a sinusovku by dotvářel druhý můstek. Výsledkem je výrazné omezení spínacích ztrát, protože spínací frekvence PWM je obvykle minimálně o dva řády větší než síťová.
Zde je nutno si uvědomit, že při přepnutí můstku buzeného pouze 50Hz obdelníky je třeba na druhé straně ihned invertovat PWM, aby transformátor viděl příslušnou půlvlnu správného tvaru.
Jednoduchým řešením je prostě posouvat trojúhelníkový signál o výšku amplitudy tak, jak je na snímku osciloskopu dole.
Posun se zde ve schematu realizuje děličem R12, R13. Jejich poměr musí odpovídat poměru R5 a R9. Nicméně PI regulátor to dorovná i při odlišných hodnotách.
Proudové omezení je velmi primitivní a slouží především k bezpečnému startu měniče. Jinak nemá praktický význam protože jiný než odporový spotřebič by při snížení napětí vzal ještě větší proud.
Napětí 13,5V je jednoduše získáno lineárním stabilizátorem s proudovým omezením na 300mA, který zachrání drivery při průrazu můstku.
Tlumivky
Pokud se staví měnič z 12V, tak rozptylová indukčnost transformátoru obvykle stačí na dostatečné vyhlazení proudu. Pokud se stejné zapojení aplikuje na 48V zjistíme, že plechovým trafem prochází až příliš ochotně přímo PWM a přidání vyhlazovacího kondenzátoru na výstup způsobí překvapivé velmi rychlé přehřívání primáru 300VA trafa naprázdno prostě jalovým proudem vysoké frekvence.
Vyhlazovací tlumivky jsou nutnost, rozptylová indukčnost trafa nestačí. Jako jádra vyhoví železoprachové toroidy např z PC zdrojů.
Zde se uplatní výhoda unipolární modulace a to v tom, že zvlnění proudu na spínací frekvenci vyjde pro stejnou tlumivku poloviční než při bipolární, protože druhá polovina můstku drží, nepřipíná opačnou polaritu, tlumivka vidí poloviční VF napětí.
Schema
Finální konstrukce v šasi
Porovnání s měničem s feritovými trafy
Běh s 300VA 220/24V transformátorem na tenkých M plechách
Posuv trojúhelníkového signálu na komparátoru
Výstupní sinusovka měřená přímo na sekundáru trafa.
Ladění s malým toroidem 230/30V
Provizorní chladič, testování v zátěži 300W
Video v zátěži
Závěr
První vývojové verze díky deformovanému průběhu, nebo přesycování trafa způsobovaly poměrně něpříjemný hluk z trafa to, že měnič funguje správně se pozná tak, že trafo ztichne takřka úplně. V sestaveném prototypu vznikají zatím největší ztráty na železoprachových tlumivkách. Ztráty na polovodičích jsou menší než u měniče s feritovými trafy, který jsem stavěl předtím hlavně díky absenci vysokonapěťového střídače.
Řešení zpětné vazby z primáru trafa přináší kompaktní provedení, deska má pouze 4 dráty, vstup a výstup, ale nutností je tvrdé trafo. Je počítáno s toroidem.
Stabilizace amplitudy Wienova článku se dá řešit jinak a lépe, ale zde nabízí hezké uplatnění předností germaniových polovodičů.
Varování: Příspěvek není návodem
ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou
případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím
životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo
majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si
vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit.
Jedná se o druhou, finální verzi tohoto: http://arambajk.blogspot.cz/2016/02/menic-48v-230v.html
Na stejnou desku jsem osadil odlišné výkonové součástky. Mosfety IRFP4568 a do střídače IGBT IRGP4068, pro přesnější měření Rail to rail OZ AD8656.
Dále jsem navinul tlumivku o trojnásobné indukčnosti, což umožnilo provoz střídače na 32kHz a výrazně snížilo ztráty na IGBT i úbytek napětí vlivem deadtimu.
Měnič se chová lépe, a tak jsem dokončil šasi a z pototypu udělal hotové zařízení.
Aktuálním problémem je fakt, že se jedná o zdroj velmi tvrdé sítě hlavně díky dvojité tlumivce na jediném jádru, takže připojení spotřebičů se spínaným zdrojem bez softstartu, které se bohužel občas vyskytují není možné. Je třeba udělat tlumivky oddělené, protože je počítáno s tím, že síť vždy nějakou minimální indukčnost má.
Do následující verze také plánuji galavanické oddělení vstupu od řízení a řízení od výstupu, což omezí možný vznik zemních smyček.
Závěr:
Dalším zlepšením bude galvanické oddělení řídící části od silové a také oddělení baterek od výstupního napětí. Vyhlazovací kondenzátory výstupního napětí bude možno připojit až za bočník, tedy bude lépe fungovat měření proudu výstupním můstkem, tam je také vhodné dodat zesilovač.
3kW verze s galvanickým oddělením je ve stádiu návrhu.
Varování: Příspěvek není návodem
ale inspirací pro možný návrh podobného zařízení kvalifikovanou osobou
případně pod dozorem jako školní projekt. Obsahuje části pod napětím
životu nebezpečným. Autor nenese odpovědnost za újmy na zdraví nebo
majetku vzniklé v souvislosti s následujícím příspěvkem. Autor si
vyhrazuje právo příspěvek kdykoli změnit.
DTC – Direct Torque
Control, přímé řízení momentu. Jedná se o hysterezní metodu
řízení toku a momentu určenou především pro asynchronní
motory s kotvou nakrátko. Verze popsaná zde vychází z U1
– I modelu.
Schema
Obr. 1: Blokové schema
1) Měření proudu
Prostorový vektor:
Platí:
Složky proudu získáme měřením ve
dvou fázích pomocí transformace Clarkové:
, kde K
volíme 2/3, dále pro vinutí bez vyvedeného středu platí
Výsledné výpočty
obsažené v bloku transformace potom:
2) Měření napětí
Složky napětí získáme
podle aktuální kombinace sepnutí obdobným způsobem jako složky
proudu z napětí meziobvodu UM:
3) Výpočet toků:
Bloky realizují integraci napětí v čase.
Velikost toku je potom:
4) Výpočet momentu:
Bloky
násobiček a sčítačka dají výsledný moment, který je třeba
korigovat konstantou inverzní k té, co byla zanesena v bloku
výpočtu složek proudů.
, kde pp je počet
pólpárů.
5) Přepínací tabulka
Její
výstupy přímo řídí konfiguraci sepnutí tranzistorů v
třífázovém můstku. Na vstupech má hysterezní regulátory toku
a momentu.
Obr.
2: Přepínací tabulka
Hysterezní
regulátor toku rozhoduje o tom, kdy se má přepnout na následující
prostorový vektor.
Pro menší žádaný tok se přepíná dříve a prostorový vektor se tedy pohybuje po
menším šeštiúhelníku. Pro větší naopak. Cyklickým
přepínáním pracovních oblastí je dosaženo točivého
magnetického pole. Tokové vektory působí kolmo k cívkám
statoru.
Hysterezní regulátor
momentu potom rozhoduje o tom, jestli budou tranzistory sepnuté do
aktivního stavu 1 až 6 nebo do konfigurace nulového fázového
napětí, tedy stavu 0 nebo 7 podle toho, který je dosažen jediným
přepnutím. Tímto řízením je v rámci hystereze dosažen
konstantní, kruhový průběh momentu.
Výstupem přepínací
tabulky jsou potom tři logické signály každý pro jednu fázi
rozhodující o tom, jestli je sepnutý horní nebo dolní tranzistor
v dané fázi.
6) Třífázový můstek
Tranzistory,
nejčastěji IGBT, zajišťují rozstřídání stejnosměrného
napětí meziobvodu podle signálů z přepínací tabulky na
jednotlivé fáze asynchronního motoru. Uvedené schema je velmi
zjednodušené, pouze pro definování polarity řídících signálů,
chybí např. generování deadtimu.
Obr. 3: zjednodušené
schema třífázového můstku
Závěr:
Z principu je patrné, že
tranzistory nejsou řízeny PWM s fixní spínací frekvencí. Jak
často dochází k přepínání je dáno především nastavením
hystereze regulátoru momentu, který opakovaně spíná a vypíná
aktivní a pasivní stav v oblasti, kde se dle přepínací tabulky
zrovna nachází prostorový vektor a tím se snaží udržet žádaný
moment motoru.
Šestiúhelník je možno
zvětšovat až do maximálního omezeného napětím meziobvodu.
Dále pak motor při vyšších otáčkách samovolně přechází do
režimu odbuzování, tedy klesá moment.
Realizace v MCU
Chtěl jsem ze zvědavosti zkusit realizovat výpočet uvedený výše, který je vlastně přepisem odevzdávaného protokolu, v MCU na prototypové desce s 3f můstkem, který jsem do té doby používal se skalární regulací. Zde je schema, pár fotek a videa, jak to zatím vypadá. V příloze pak kousek upraveného kódu.
S namontovaným chladičem
Úvodní video ze začátků ladění, aneb když to konečně začalo nějak fungovat
Příloha:
Z průbehu vypočteného toku je vidět, že algoritmus nefungoval úplně koretně ještě a vnášel tam jistý offset. (vykresleno přímo z dat přenesených z MCU)
